LCD背光应用中的LED电源管理策略

目前，使用最广泛的电池是锂离子电池。这种电池的满电量电压为4.2V，但当电池放电时，电压下降到3.2V，因此驱动器电路必须恰好工作在这一输入电压范围内。

功率需求会影响LED的亮度和效率。LED的光输出与其电流成正比，因此为保持亮度不变，就需要专用驱动电路来控制LED阵列的每个LED，以使其保持恒定电流。当设备工作在低温条件下或者电池电压很低时，也必须如此。

在大多数背光设计中，白光LED沿LCD一侧均匀间隔排列。LED的数量与LCD尺寸成正比。有些LCD已经集成了以串联或并联方式连接的LED。一般情况下，较大尺寸的LCD要求采用串联LED拓扑结构，某些情况下甚至要求多个LED串并联。串联配置有益于确保一行中的所有LED都保持相同电流，从而式这些LED在整个面板上具有相同亮度。串联拓扑结构的好处是与LCD的连线最少，这通常可以通过采用小尺寸、低成本的挠性PCB来实现。

图1：分数电荷泵IC可为白光LED提供3个并行输出。

LED配置和驱动器IC

用于背光的小尺寸白光LED一般在通过20mA电流时的正向电压为3.4V。这些LED所要求的电压可能比电池能提供的电压高，因此必须对其驱动电压进行升压。在LCD设计中提高LED电压有两种方法：采用电容性电荷泵拓扑结构或电感性升压转换器。串联拓扑通常采用电感性升压LED驱动器，而并联LED拓扑则一般带有分数电荷泵IC。LCD配置和总体系统需求通常确定了是采用电荷泵还是电感性升压转换器。电荷泵往往更加容易实现，并且可以确保噪声更低，而电感性升压转换器则具有更高的效率。

图1是用于为两英寸的手机LCD提供背光的典型电路，该电路采用了分数电荷泵。由于所要求的外部器件数很少，PCB占板面积也很小，因此电荷泵非常有优势。

1×/1.5×分数电荷泵支持两种操作模式，并能根据电池输入电压和LED正向电压自动进行模式选择。一般情况下，当电池电压超过3.6V时，驱动电路工作在“1×模式”，电源通过导通晶体管直接连接到输出。这种线性模式的效率最高且噪声最低。

当电池电压低于3.6V时，驱动电路从1×模式转换到1.5×模式，同时将输出电压升压到电池输入电压的1.5倍。它采用具有两个快速电容(图1中的C1和C2)的开关配置，这两个电容将能量传输给负载。在模式切换期间，输入电流增加到1.5倍，从而加快电池放电的速度。例如，对于三个通过20mA电流的LED来说，1×模式下的电源电流约为60mA，1.5×模式下的电源电流则上升到90mA左右。

图2：升压转换器IC可为8个串联的白光LED提供单个输出。

电荷泵的效率

电荷泵效率等于输出与输入功率之比：

效率= P_LED/P_IN = P_LED/(V_INx I_IN)

其中，P_LED为LED功率，P_IN为输入功率。因此，对于给定的LED电流和V_IN，输入电流增加将降低电路效率。

在正常状态下，大部分白光LED的正向电压(V_F)为3V～3.6V。V_F更低的LED允许驱动器在1×模式下工作更长时间，从而具有更高效率。另外，环境温度也会影响正向电压，温度系数约为-7mV/°C，这样当温度下降时V_F将增加。

1.5×模式可以确保LED上流过经过校准的精确电流。任何开关噪声都会反馈到电源，但大部分噪声都被输入电容过滤掉了。对RF通讯设备等低噪声性能至关重要的应用来说，电荷泵是理想的解决方案。

有两种方法可以调节LED电流。一种是采用外部电阻R_SET，如图1所示；另一种方法是用脉宽调制(PWM)控制驱动器，从而控制LED的电流和亮度。

器件布局是设计的关键，因此所有四个电容(见图1)都应靠近LED驱动器IC。当驱动器工作在1.5×模式时，开关电流流过快速电容(C1和C2)。因此，回路面积应尽可能小，以避免产生干扰。由于陶瓷电容器具有较低的等效串联电阻(ESR)，所以采用陶瓷电容器(×5R或×7R介质材料)而不采用钽电容器。设计工程师可以将这些LED放置在比较远的地方，而无需降低LED电流(该电流为直流，不会引起EMI问题)。

该驱动器电路将放大R_SET电阻的噪声，产生流回电源的LED电流噪声，从而在手机应用中导致潜在的RF干扰。手机的RF部分不应靠近R_SET电阻放置，R_SET电阻应以最小的回路面积直接接到地，并避免任何电流通路。

图3：正常工作状态(a)和电感磁芯饱和状态(b)下电感器电流的开关波形图。

电感性升压转换拓扑

对于尺寸较大的LCD或者电池供电的设备而言，效率至关重要，最好的解决方案是与LED串联一个电感性升压转换器IC。图2为一个用于4英寸LCD应用电路的实例，这个LCD有8个串联LED，并共用一个锂离子电池。

在电感性升压转换器中，电感通过将能量从输入传输到输出来提高输入电压。该驱动器内部的功率FET开关位于SW引脚和地之间，当该开关导通时，电感电流斜坡上升；当该开关断开时，电感器电流通过肖特基二极管放电至输出电容。输出电容器C2保持直流输出电压具有较小的纹波电流。LED电流主要为直流，可将LED放置在远离驱动器的位置，以避免受到EMI干扰。

为获得最佳性能，应将电感、肖特基二极管以及输入和输出电容等所有其它器件靠近驱动器IC放置。大电流流过电感时会产生磁场，从而形成EMI干扰源。在整流反馈(FB引脚)和地之间放置电阻R1时，LED电流被设置为I_SET= V_FB/R1。为防止驱动器内部的耦合噪声被放大，可将R1直接连接到驱动器的地引脚。在图2中，推荐的电感值为33µH， LED驱动器的数据表通常都会给出这个推荐值及其额定电流值。一般情况下，尺寸较大的电感器通过的电流较大，产生的损耗较低。从设计角度来看，往往倾向于在PCB上采用小尺寸电感，但并非总是这样。当电感上的电流过大时，电感值减少，而且由于磁芯饱和，此时它更像一个简单的电阻。

图4：当采用电感性升压转换器时，需要更高的输入电压来增加输出功率。

电流的上升速度(di/dt)由比率V/L设置，其中V是电感器L上的电压。电流波形的斜率越大，流过内部开关的具有毛刺的峰值电流就越高，并且可能损坏驱动器或系统中的其它器件。电感器额定电流(也称饱和电流)即为推荐的最大峰值电流。

为了选择尺寸最小的电感，峰值电流应在电感器的额定电流范围内。对于给定的负载，最低的输入电压决定了最大的输入电流或最坏的工作状况。例如，图3显示了采用以前的应用电路，并由3.1V低电压V_IN供电时的电感电流和SW引脚上电压的开关波形。

图3a是电路正常工作在320mA(峰值)电流状况下，并采用额定电流为320mA、磁芯未饱和的33µH电感时的开关波形图。图3b是电路的工作电流为450mA(峰值)电流，且电感磁芯饱和时的开关波形图。实际上还可以将测量箝位电流的探针放置在连接电感器和电源的电线上，以监控电感电流。这种测量应该在最坏状态下进行，即当V_IN在电压范围的下限值附近且负载电流最高时。此时，在连接到探针的示波器上观察到的电流波形如图3所示。

升压比和效率

当以大电流驱动很长的LED串时，工作电源电压越高越好，因为电源电压高可以减少输入电流。

I_IN=P_LED/ (Η x V_IN)

其中，I_IN=直流平均输入电流，V_IN=输入电压，Η=驱动器效率，P_LED=输出功率。

因此，当电源电压从3V降至6V时，电流I_IN可以减少一半。电感性升压转换器具有用于内部保护的开关限流功能，可限制输入电流，因此增加输出功率或LED电流的唯一方法就是使用更高的输入电压(图4)。

以更高的电源电压驱动LED的另一个优势是，当V_OUT/V_IN的值较低时，效率通常比较高。例如，当电源电压从3V降至5V时，由于减少了功率损耗，效率可增加大约5%。驱动器IC还会消耗一部分功率损耗，因为其内部的开关电阻R_DS(ON)引起了电压降(IR)。另外，随着开关频率的增加，开关损耗也成比例增加。

这些损耗都会使驱动器IC温度略微上升，但这一般不会导致什么问题，因为驱动器IC本身仅消耗全部功耗的一小部分(低于10%)。由于电感器有串联电阻，所以它也会消耗功率，并引起电感内部温度上升。肖特基二极管也会产生功率损耗很效，因为它导通时有正向压降(少于0.5V)。总的来说，基于电感性升压转换器的解决方案的效率比较高，一般在80%和90%之间，具体值取决于测试条件和使用的器件。

至于增加多少输入电压才能获得高输出电压是有限制的，这由升压转换器的最大占空比来设定。占空比D定义为开关导通时间T_ON与开关周期T(D=T_ON/T)之比，升压转换器的输入与输出电压的比等于：

V_IN/V_OUT= 1-D

其中，V_IN=输入电压，V_OUT=输出电压。例如，最大占空比90%相当于V_IN与V_OUT的升压比等于10。换句话说，对于3V的电源电压，理论上的最大输出约为30V。

对于小尺寸LCD背光，我们可以先考虑并行LED，这里的电荷泵驱动电路提供了最简单的设计方法，而且方案的尺寸小、成本低。对于3～10个串联的LED，采用电感性升压转换器的设计则要复杂一些，但最终会使效率略有提高。串联或并联LED配置并没有在市场上占统治地位。在未来尺寸更大的显示器的背光应用中(例如汽车导航系统和笔记本电脑)，LED将取代CCFL。因为串联的LED连接更简单，且驱动器电路效率更高，这些尺寸更大的显示面板将更倾向于采用串联的LED。

来源：电子系统设计/作者：Fabien Franc，Catalyst半导体公司